」主页:「创世注册」:主页？随着我国能源行业及电动汽车的高速发展，快充的需求使得高压大功率成为一种趋势，三电平逆变器因适用中高压场所，且技术成熟，是目前电力电子逆变器应用的较多的一种拓扑结构。

　　然而，三电平逆变器因母线有一对串联的电容，电路工作时，由于工作特性、器件公差、控制偏差等因素，正负母线电容的充放电能量不相等，存在母线电容偏压问题。

　　另外，三电平逆变器带载工作时，由于功率扰动，母线两个电容电压会承受较大纹波电流，存在较大的电压振荡。纹波电流大会缩短电容使用寿命，电压振荡会导致逆变器输出电压畸变，波形质量下降。

　　采用硬件平衡电路可以使得三电平母线电容均压，但增加了成本、体积和能量损耗。

　　在三电平逆变器中，常通过控制逆变器侧三电平桥臂的开关状态，产生一个流入/流出电容中点的零序电流，来实现母线均压，但该方法相当于在交流侧正弦电压电流中增加了一个直流分量，增大了电压电流谐波。

　　本发明的目的在于提供一种三电平变换及母线均压电路及母线电容均压方法，以解决上述背景技术中提出的问题。

　　一种三电平逆变器，包括逆变器dcac部分和直流逆变器dcdc部分，逆变器dcac部分连接直流逆变器dcdc部分。

　　作为本发明的进一步技术方案，所述逆变器dcac部分采用单相三电平逆变器或三相三电平逆变器。

　　作为本发明的进一步技术方案，所述单相三电平逆变器包括i型逆变器或t型逆变器。

　　作为本发明的进一步技术方案，所述i型逆变器包括开关管q1、开关管q2、开关管q3、开关管q4、二极管d1、二极管d2、电容c1和电感l1，电容c1的一端连接电感l1和零线的集电极连接开关管q1的发射极和二极管d1的阴极，开关管q1的集电极连接电容c2和开关管q5的集电极，开关管q5的发射极连接电感l2和开关管q6的集电极，二极管d1的阳极连接二极管d2的阴极、电容c2的另一端、电容c1的另一端、电容c3、开关管q6的发射极、开关管q7的集电极、电容c4、电容c5和零线的另一端连接电容c4的另一端和输出端dc+，开关管q7的发射极连接电感l3和开关管q8的集电极，电感l3的另一端连接电容c5的另一端和输出端dc-。

　　一种三电平逆变器的母线电容均压方法，采用上述的三电平逆变器，还包括数据采集模块、误差计算模块、母线平衡控制模块、升压控制模块和发波模块，其中：

　　误差计算模块：计算母线偏差vdiff＝(vbus+-vbus-)，以及vdiff的滤波值vdiff_filter，输出端与母线平衡控制模块输入端相连；

　　母线平衡控制模块：根据负载电流iload选择vdiff或vdiff_filter作为误差输入vdiff，对vdiff进行控制，输出开关量d2，输出端与发波模块相连；

　　升压控制模块：控制dcdc升压到目标电压vbus_ref，输出开关量d1，输出端与发波模块相连；

　　与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明不增加硬件成本，具有直流侧电压范围宽、均压效果良好的特点，有利于减小电容电流纹波，延长其使用寿命，同时不影响逆变器输出波形质量。

　　图3为逆变器带载时，交流电压仿线为带载后，母线电容电压和电压振荡幅值仿线为vdiff_filter滤除了大部分工频分量后的电压仿线为本发明提出的母线平衡控制方法后交流侧电压电流波形仿线为三相逆变器的示意图。

　　下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

　　请参阅图1-2，一种三电平逆变器，包括逆变器dcac部分和直流逆变器dcdc部分，逆变器dcac部分连接直流逆变器dcdc部分。

　　如图1所示，i型包括开关管q1、开关管q2、开关管q3、开关管q4、二极管d1、二极管d2、电容c1和电感l1，电容c1的一端连接电感l1和零线的集电极连接开关管q1的发射极和二极管d1的阴极，开关管q1的集电极连接电容c2和开关管q5的集电极，开关管q5的发射极连接电感l2和开关管q6的集电极，二极管d1的阳极连接二极管d2的阴极、电容c2的另一端、电容c1的另一端、电容c3、开关管q6的发射极、开关管q7的集电极、电容c4、电容c5和零线的另一端连接电容c4的另一端和输出端dc+，开关管q7的发射极连接电感l3和开关管q8的集电极，电感l3的另一端连接电容c5的另一端和输出端dc-。

　　一种三电平逆变器的母线电容均压方法，采用上述的三电平逆变器，还包括数据采集模块、误差计算模块、母线平衡控制模块、升压控制模块和发波模块，其中：

　　误差计算模块：计算母线偏差vdiff＝(vbus+-vbus-)，以及vdiff的滤波值vdiff_filter，输出端与母线平衡控制模块输入端相连；

　　母线平衡控制模块：根据负载电流iload选择vdiff或vdiff_filter作为误差输入vdiff，对vdiff进行控制，输出开关量d2，输出端与发波模块相连；

　　升压控制模块：控制dcdc升压到目标电压vbus_ref，输出开关量d1，输出端与发波模块相连；

　　实施例1，逆变器带载时，由于交流侧功率扰动，交流侧负载电流正负半波分别由正负母线电容单独提供能量，因此母线电容电压伴随有工频振荡，负载越重，母线电容电流纹波越大，电压振荡幅度越大。以下是仿真情况，逆变器空载工作时，单边母线电压均压，且纹波电压很小，带载15kw工作后，单边母线v以上，交流电压畸变严重，如图3所示。

　　正负母线电容值与标称容量的公差分别是-10％、+10％时，轻载工作时母线电容不均压，带载后由于dcdc侧的自均压能力，母线电容电压逐渐平衡，但电压振荡幅值仍然很大，如图4所示。

　　根据负载电流大小来选择vdiff或vdiff_filter作为母线平衡控制的误差输入verr，负载较轻时，母线电容纹波电流不大，使用vdiff_filter作为误差输入verr，仅消除母线电压平均值部分的偏压量，母线平衡控制器的调节量小，对dcdc占空比范围影响较小，可以保留更多的升压能力；负载较重时，母线电容纹波电流较大，使用vdiff作为误差输入verr，消除母线电压瞬时值部分的偏压量，调节量大，以减小电容纹波电流，延长电容使用寿命。采用本发明提出的母线平衡控制方法后，母线均压得到改善，交流侧电压电流波形畸变率降低。如图6所示。

　　实施例2，在实施例1的基础上，本设计还可以采用三相逆变器，电路如图7所示，其均压方法相同，不再赘述。

　　对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。

　　此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。